Variador AC de corrente (Projeto)

albert_emule · 13 de abril de 2018

Olá. Estou com um projeto que eu chamei de variador AC.

Na verdade funciona igual a conversor Buck, só que para AC.

Eu já tinha feito isso antes, que por sinal funcionou muito bem na questão da variação.

Mas tinha um problema que eu não tinha posto o IGBT para dar destino à corrente reversa.

No primeiro experimento era um mosfet e este esquentava bastante.

Hoje o projeto é mais completo:

Vídeo explicando:

https://www.youtube.com/watch?v=Y3WMUd95KPg&feature=youtu.be

adicionado 6 minutos depois

Eu fiz um teste rápido e deu alguns problemas quando eu coloquei o filtro conforme o esquema.

A ponte de diodos do IGBT que mata a corrente reversa esquenta bastante.

Aparecem picos perigosos de tensão.

O curioso é que chaveando o trafo, porém sem o filtro do PWM, até que funcionou bem e eu coloquei até 300 watts de carga resistiva.

Mas a carga recebeu o PWM.

O interessante é a filtragem do PWM.

Ideias são bem vindas.

adicionado 13 minutos depois

O indutor é de 1mH

MOR_AL · 13 de abril de 2018

Olá Albert!

Não entendo muito de inversores, mas podemos discutir um pouco. Quem sabe saia alguma coisa interessante.

Bom. Vamos lá!

Penso que o indutor deve ser projetado para funcionar na frequência da senoide e não na frequência do chaveamento.

Parece que a cada ciclo de alta frequência de chaveamento (vou chamar de HF para simplificar), a corrente no indutor é somada, enquanto o semiciclo senoidal do sinal de entrada AC for positivo. Quando o mosfet cessa a condução, vai ocorrer um surto de tensão reverso neste indutor, pois haverá a tentativa de bloquear a corrente. Aí vai o indutor funcionar como o primário de um flyback, porém sem que a energia armazenada no indutor seja descarregada no outro semiciclo. Acho que daí é que faz os mosfets esquentarem, pois a comutação não vai interromper a corrente instantaneamente. Parece que a corrente no indutor vai aumentando com os pulsos do PWM, enquanto houver um semiciclo. Com a mudança do semiciclo, a corrente vai diminuindo e pode aumentar negativamente. Se este indutor não for projetado para a frequência da senóide e para a corrente crescente, ele pode facilmente saturar e funcionar como um indutor com núcleo de ar, com valor bem menor que quando não saturado.

O mesmo é válido para o trafo. Tem que ser projetado para a frequência da senóide e para a potência da carga.

O circuito LC (1mH e 10uF) vai formar uma ressonância na frequência f0 = 1 /[2*pi*Raiz de LC]. É um sistema de segunda ordem e, dependendo da resistência da carga, pode gerar uma sobre-tensão. É um filtro passa-baixa, mas com ressonância em f0. O amortecimento diminui e a sobre-tensão aumenta, com o aumento da resistência de carga.

MOR_AL

.if · 13 de abril de 2018

Legal mano! Se for este o primeiro produto do universo com esta função, por favor nem leia o comentário abaixo...

E eu entendo menos ainda mas de uma certa forma tenho contato com engenharia reversa (nome bonito pra uma missão ingrata). Então, o comentário óbvio: cogite analisar um produto destes (caso exista) que consideras top de linha e se baseie nele, tê-lo como "fonte de inspiração" (nome bonito do vulgo "chupar" mesmo kk)

Obviamente isso não deve ter ajudado mas o intuito é mostrar um pouco da realidade da conjuntura atual onde literalmente há outra teoria na prática...

Bem ... me lembrei onde isso deve ser usado pois já vi algo como isso num laboratório de teste onde a senoide era (tinha que ser) perfeita e de alta potência. Então, penso que deve ser um pouco difícil ter um a disposição pra dar uma olhadela... Continue com a teoria mesmo...

Sabe aquele variac magnético com dc que você sugere de vez em quando? Tô com muita vontade fazer um ... ou esperar este outro kk

albert_emule · 13 de abril de 2018

15 horas atrás, MOR disse:

Olá Albert!

Não entendo muito de inversores, mas podemos discutir um pouco. Quem sabe saia alguma coisa interessante.

Bom. Vamos lá!

Penso que o indutor deve ser projetado para funcionar na frequência da senoide e não na frequência do chaveamento.

Parece que a cada ciclo de alta frequência de chaveamento (vou chamar de HF para simplificar), a corrente no indutor é somada, enquanto o semiciclo senoidal do sinal de entrada AC for positivo. Quando o mosfet cessa a condução, vai ocorrer um surto de tensão reverso neste indutor, pois haverá a tentativa de bloquear a corrente. Aí vai o indutor funcionar como o primário de um flyback, porém sem que a energia armazenada no indutor seja descarregada no outro semiciclo. Acho que daí é que faz os mosfets esquentarem, pois a comutação não vai interromper a corrente instantaneamente. Parece que a corrente no indutor vai aumentando com os pulsos do PWM, enquanto houver um semiciclo. Com a mudança do semiciclo, a corrente vai diminuindo e pode aumentar negativamente. Se este indutor não for projetado para a frequência da senóide e para a corrente crescente, ele pode facilmente saturar e funcionar como um indutor com núcleo de ar, com valor bem menor que quando não saturado.

O mesmo é válido para o trafo. Tem que ser projetado para a frequência da senóide e para a potência da carga.

O circuito LC (1mH e 10uF) vai formar uma ressonância na frequência f0 = 1 /[2*pi*Raiz de LC]. É um sistema de segunda ordem e, dependendo da resistência da carga, pode gerar uma sobre-tensão. É um filtro passa-baixa, mas com ressonância em f0. O amortecimento diminui e a sobre-tensão aumenta, com o aumento da resistência de carga.

MOR_AL

Olá amigo.

Obrigado por ter dedicado um pouco de seu tempo para responder um pobre amante do mundo da eletrônica.

Minha ideia surgiu de um artigo do professor Newton C. Braga

O projeto era um "Mixer digital chaveado".

http://www.newtoncbraga.com.br/index.php/projetos/1178-art164

Observei no projeto que era possível controlar a amplitude dos sinais de áudio usando apenas PWM. Então eu quis fazer o mesmo processo em potência um pouco mais elevada, em 60Hz.

Daí surgiu a primeira versão deste projeto:

https://www.youtube.com/watch?v=5L7quvVnLtA&

Este já tinha problemas, pois usava apenas um mosfet para chavear na ponte retificadora e assim simular um chaveador bidirecional.

Tinha o mesmo problema de tensão reversa. Esquentava tanto o mosfet como o indutor e o transformador.

Com esta lâmpada, não suportava ficar muito tempo ligado.

Foi aí que tive a ideia de por o outro mosfet que conduz a corrente reversa. No caso do circuito que montei, usei só IGBTs.

A ideia do filtro é realmente fazer um passa baixa.

Estes passas baixas são largamente usados para filtrar o PWM da saída de no-breaks senoidais.

Inclusive o indutor foi de lá que eu retirei. De um no-break de 1200Va senoidal. Um no-break preparado para uns 940 watts na saída.

Lá no no-break a configuração do filtro é esta:

O indutor costuma ser de 1mH e o capacitor costuma ser de 18uF.

Usam dois IGBTs em meia ponte, como se fosse um amplificador de áudio. Também usam fonte simétrica de 200+200V

Geram uma saída senoidal de 115Vac.

Veja o esquema da etapa de saída do no-break de onde eu retirei o indutor:

Veja o indutor:

Tem estes 6 terminais mais somente 2 dos terminais realmente estão conectados na bobina. São os terminais do meio.

O que acorre nos IGBTs do no-break é basicamente isso:

O ponto zero V da senoide é na verdade o Zero V da fonte simétrica.

A parte positiva da senoide são os +200V.

A parte negativa da senoide são os -200V.

O que difere pro que quero fazer, é que eu não preciso modular uma senoide a partir de uma fonte puramente DC.

No meu caso a senoide já vem prontinha. Por isso o PWM no circuito que estou montando não precisar ser modulado.

Só preciso controlar o duty cycle.

Isso para uma carga puramente resistiva que não distorce a forma de onda, funciona muito bem.

Para cargas não lineares, teria que haver meios de compensar as distorções. Mas já ficaria bem complicado e é assunto para outro tópico.

adicionado 16 minutos depois

7 horas atrás, Isadora Ferraz disse:

cogite analisar um produto destes (caso exista) que consideras top de linha e se baseie nele, tê-lo como "fonte de inspiração" (nome bonito do vulgo "chupar" mesmo kk)

Do próprio no-break que eu retirei o indutor, também observei um circuito com uma parte muito parecida com o o circuito que estuou fazendo.

É uma parte onde um IGBT chaveia do lado DC de uma ponte de diodos.

Do lado AC da ponte circula corrente AC.

É um circuito corretor de fator de potência.

Ele mantém uma fonte simétrica de 200+200V com tensão estabilizada.

albert_emule · 13 de abril de 2018

Outra ideia que acabei tendo aqui:

adicionado 16 minutos depois

Neste novo circuito ao invés de usar um único mosfet ou IGBT para conduzir a corrente reversa, usei dois que acionam separadamente.

A melhoria que se obteve no circuito é que agora estes chaveadores que comutam a corrente reversa não precisará mais ficarem comutando após cada pulso de PWM.

Isso já evita os picos de tensão que surgem entre os tempos mostos, momento em que todos os IGBTs estão desligados.

Agora eles só comutam no zero V da senoide de entrada. Por isso não vai existir picos de tensão.

Os dois chaveadores irão comutar no zero V da senoide para decidir se vão operar como conversor Buck negativo ou como conversor buck positivo.

O resto do tempo do chaveamento irá funcionar como um conversor buck comum.

MOR_AL · 13 de abril de 2018

Esse seu último circuito me parece mais interessante.

1 - O capacitor da esquerda não é necessário.

2 - A taxa de comutação não poderia ser muito alta, pois os diodos teriam que ter uma tensão reversa de ruptura alta, o que não é compatível com diodos schottky.

3- Minha preocupação são os drives para as chaves sem referência com o neutro.

4 - Fiz uma figura que parece ser o que você mostrou. Ela mostra os períodos de chaveamento das chaves apenas no semiciclo positivo. As chaves que permitem a corrente ao neutro poderiam ter a sua condução com a taxa da senóide mesmo, já que terão os diodos em série. Cada uma conduzindo em cada semi-período.

5 - O indutor já pode ser projetado para HF, pois quando a chave de cima cortar, haverá caminho para a corrente continuar nele, com o seu valor instantâneo, porém agora decrescendo.

6 - O duty cicle não pode ser superior a 50%. Tem que dar tempo da corrente no indutor zerar seu valor, caso contrário, o indutor satura.

7 - Já fiz um circuito que fornecia um grupo de ondas que simulava uma senóide. Isso foi há pelo menos 15 anos.

Esta onda tem em seu espectro, a senóide e os harmônicos. Concluímos que o melhor filtro era feito assim: a geração do PWM teria que ser sincronizada com o zero da senóide. Próximo aos 0º e 180º, a chave superior não precisava conduzir, pois a contribuição em V1 (na carga) é mínima. Então fizemos o tempo Toff coincidir com aquele trecho da senóide.

Para teste preliminar, sugiro uma retificação simples, com apenas um diodo e uma chave, retificando apenas o semiciclo positivo como um conversor Step-Down. Por segurança (isolamento galvânico e baixas tensões) use um trafo com redução. Para saber se está funcionando, basta usar baixa tensão, um ciclo e isolamento. Depois que funcionar, acrescente o outro semiciclo e a chaves.

Crie antes o PWM sincronizado com a senóide (rede).

8 - A atenuação dos harmônicos é dada pelo filtro LC (de segunda ordem), portanto, com atenuação de 40dB por década (100x por década, isso nas assíntotas). Se seu PWM for de 20kHz e a frequência de corte do filtro LC estiver em 2kHz, a atenuação será de 100 vezes. Com o pico da senóide em 154V, haverá um decaimento quase triangular de cerca de 2V (durante Toff e para dutycicle de 50%. Aumenta com o aumento na percentagem de Toff). O detalhe é conseguir um indutor com corrente e indutância altas, além de um capacitor não polarizado, que responda a frequências altas. Deve ser um conjunto de capacitores de baixo valor até 2.2uF para mais de 250V e não um eletrolítico bipolar, daqueles usados em caixas acústicas, para filtrar o sinal de áudio para os twitter.

MOR_AL

albert_emule · 14 de abril de 2018

4 horas atrás, MOR disse:

Esse seu último circuito me parece mais interessante.

1 - O capacitor da esquerda não é necessário.

Pro circuito realmente é desnecessário

Mas para a rede elétrica é altamente recomendado, pois o chaveamento do IGBT vaza para a rede e causa ruídos terríveis.

Mas o capacitor de 10uF filtra tudo.

4 horas atrás, MOR disse:

2 - A taxa de comutação não poderia ser muito alta, pois os diodos teriam que ter uma tensão reversa de ruptura alta, o que não é compatível com diodos schottky.

Os diodos não chegam a serem do tipo schottky.

São de 15 amperes por 600 vollts. São apenas diodos rápidos de fonte chaveada, mas sem ser schottky.

São aqueles MUR1560.

4 horas atrás, MOR disse:

3- Minha preocupação são os drives para as chaves sem referência com o neutro.

Neste segundo circuito será preciso apenas um driver isolado que é um TLP350.

Estes TLP350 deve operar com uma fonte isolada.

Mas a entrada dele é igual a um foto-acoplador. A isolação é bem alta.

Só aquele IGBT que irá trabalhar em cima de uma ponte de diodos que precisará de driver isolado.

Os outros dois IGBTs podem ser referenciados ao neutro com o GND do circuito eletrônico no neutro.

4 horas atrás, MOR disse:

4 - Fiz uma figura que parece ser o que você mostrou. Ela mostra os períodos de chaveamento das chaves apenas no semiciclo positivo. As chaves que permitem a corrente ao neutro poderiam ter a sua condução com a taxa da senóide mesmo, já que terão os diodos em série. Cada uma conduzindo em cada semi-período.

Esta foi a intenção da nova solução.

Assim me livro daqueles picos de alta tensão que são perigosos.

Devidos estes IGBTs comutares com a taxa da senoide, eles só conduzem no Zero da senoide, onde não existe corrente. Devido a isso também não dá picos de tensão alta.

4 horas atrás, MOR disse:

5 - O indutor já pode ser projetado para HF, pois quando a chave de cima cortar, haverá caminho para a corrente continuar nele, com o seu valor instantâneo, porém agora decrescendo.

Muito bem observado.

4 horas atrás, MOR disse:

6 - O duty cicle não pode ser superior a 50%. Tem que dar tempo da corrente no indutor zerar seu valor, caso contrário, o indutor satura.

Essa informação é interessante.

Eu imaginava que se aumentasse muito o duty cicle o indutor iria apenas deixar de trabalhar em modo descontínuo e passaria a trabalhar em modo contínuo.

Este indutor é feito daqueles núcleos que tem material não magnético incluído em sua composição para fazer dele um material que dificilmente satura.

4 horas atrás, MOR disse:

7 - Já fiz um circuito que fornecia um grupo de ondas que simulava uma senóide. Isso foi há pelo menos 15 anos.

Esta onda tem em seu espectro, a senóide e os harmônicos. Concluímos que o melhor filtro era feito assim: a geração do PWM teria que ser sincronizada com o zero da senóide. Próximo aos 0º e 180º, a chave superior não precisava conduzir, pois a contribuição em V1 (na carga) é mínima. Então fizemos o tempo Toff coincidir com aquele trecho da senóide.

Para teste preliminar, sugiro uma retificação simples, com apenas um diodo e uma chave, retificando apenas o semiciclo positivo como um conversor Step-Down. Por segurança (isolamento galvânico e baixas tensões) use um trafo com redução. Para saber se está funcionando, basta usar baixa tensão, um ciclo e isolamento. Depois que funcionar, acrescente o outro semiciclo e a chaves.

Crie antes o PWM sincronizado com a senóide (rede).

Farei isso.

4 horas atrás, MOR disse:

8 - A atenuação dos harmônicos é dada pelo filtro LC (de segunda ordem), portanto, com atenuação de 40dB por década (100x por década, isso nas assíntotas). Se seu PWM for de 20kHz e a frequência de corte do filtro LC estiver em 2kHz, a atenuação será de 100 vezes. Com o pico da senóide em 154V, haverá um decaimento quase triangular de cerca de 2V (durante Toff e para dutycicle de 50%. Aumenta com o aumento na percentagem de Toff). O detalhe é conseguir um indutor com corrente e indutância altas, além de um capacitor não polarizado, que responda a frequências altas. Deve ser um conjunto de capacitores de baixo valor até 2.2uF para mais de 250V e não um eletrolítico bipolar, daqueles usados em caixas acústicas, para filtrar o sinal de áudio para os twitter.

MOR_AL

Se usar mosfets, existe a possibilidade de usar freqüências altas que facilita no tamanho do filtro. Certo?

Com mosfet dá para usar fácil uns 100Khz.

Minha experiência prática com mosfets me diz que poderia usar até uns 400Khz com mosfets.

Só que com 100Khz ainda dá para conseguir boa eficiência com poucos aquecimentos.

Este mosfet do PDF a seguir por exemplo, trabalha em maquinas de solda em freqüência de 100Khz fornecendo 4000 watts:

http://www.timfine.com/DownloadFile/UP_2013614211644922.pdf

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

@albert_emule , mais uma vez parabéns pelas pesquisas. Levando picadas de espinhos para só ver a rosa meses depois. Faz parte.

Olhando para seu primeiro circuito, 2 coisas que não entendi:

1 - a posição do indutor de 1mH em série com o primário e o capacitor em paralelo com o primário. Acredito que o indutor seja para suavizar a escadinha de corrente e o capacitor para segurar os picos de tensão reversa dos desligamentos do primário. E quem segura esse indutor nos desligamentos (dead time)? o diodo paralelo do Igbt? Acredito que não, a polarização do diodo não favorece, essa energia toda vai cair em cima do fall time do IGBT. Não seria mais conveniente se o indutor estivesse entre o capacitor e o primário? Nesse caso o capacitor seguraria tanto o primário como o indutor ao mesmo tempo.

2 - Não fiz análise do circuito de controle, mas olhando a foto do osciloscópio notei o PWM utilizado para a conversão DC / CA senoidal modificada, onde a tensão de entrada é um DC estabilizado. No seu projeto, como a ambição é alterar apenas a tensão sem mexer na frequência e se utiliza a senoidal na entrada, qual a razão desse PWM senoidal? Por que não se usa um duty fixo ao longo da senoide inteira, alterando-o apenas quando se desejar aumentar ou diminuir a tensão de saída? Em princípio esse controle seria uma adaptação ao PWM usado em motores DC onde o duty é a taxa de redução Vin / Vout.

Finalizando, declaro não ter experiência específica nesse tipo de aplicação onde o cliente é um transformador, mas já controlei motores CA gaiola de anéis com ponte tiristorizada, o que nada mais era do que um dimer trifásico, lembrando que são muitas as semelhanças entre um motor CA de gaiola e um transformador.

albert_emule · 14 de abril de 2018

2 horas atrás, Sérgio Lembo disse:

@albert_emule , mais uma vez parabéns pelas pesquisas. Levando picadas de espinhos para só ver a rosa meses depois. Faz parte.

Olhando para seu primeiro circuito, 2 coisas que não entendi:

1 - a posição do indutor de 1mH em série com o primário e o capacitor em paralelo com o primário. Acredito que o indutor seja para suavizar a escadinha de corrente e o capacitor para segurar os picos de tensão reversa dos desligamentos do primário.

Obrigado por também dedicar o seu tempo.

Era para funcionar como conversor buck, onde o mosfet da esquerda chaveia o PWM e o mosfet da direita iria comutando fazendo aquele papel do diodo roda livre.

Mas a comutação não ficou perfeita e entre os intervalos surgiram picos de tensão. Por isso mudei para a segunda versão que comuta no Zero da senoide e por isso não tem como surgir picos de tensão.

Citação

E quem segura esse indutor nos desligamentos (dead time)? o diodo paralelo do Igbt? Acredito que não, a polarização do diodo não favorece, essa energia toda vai cair em cima do fall time do IGBT. Não seria mais conveniente se o indutor estivesse entre o capacitor e o primário? Nesse caso o capacitor seguraria tanto o primário como o indutor ao mesmo tempo.

Boas ideias surgindo

Vou experimentar isso primeiro, já que o último circuito testando ainda está montado.

Citação

2 - Não fiz análise do circuito de controle, mas olhando a foto do osciloscópio notei o PWM utilizado para a conversão DC / CA senoidal modificada, onde a tensão de entrada é um DC estabilizado. No seu projeto, como a ambição é alterar apenas a tensão sem mexer na frequência e se utiliza a senoidal na entrada, qual a razão desse PWM senoidal? Por que não se usa um duty fixo ao longo da senoide inteira, alterando-o apenas quando se desejar aumentar ou diminuir a tensão de saída?

Mas é justamente assim que vou usar:

duty fixo ao longo da senoide inteira.

Daí eu altero o duty cycle quando precisar alterar a tensão.

No vídeo eu explico melhor.

Citação

Em princípio esse controle seria uma adaptação ao PWM usado em motores DC onde o duty é a taxa de redução Vin / Vout.

Finalizando, declaro não ter experiência específica nesse tipo de aplicação onde o cliente é um transformador, mas já controlei motores CA gaiola de anéis com ponte tiristorizada, o que nada mais era do que um dimer trifásico, lembrando que são muitas as semelhanças entre um motor CA de gaiola e um transformador.

Entendo.

Uma vez que isso funcionar perfeitamente, farei um tipo de estabilizador de tensão para usar aqui na minha rede quando eu tiver testando aquelas maquinas de solda inversoras de 4000 watts..

Sei que são cargas não linear e tal, que iriam distorcer a onda...Mas aquelas maquinas são simples retificadores DC com filtro capacitivo. Não se importam com onda distorcida.

Futuramente eu poderia tentar algum tipo de compensação para corrigir as distorções.

adicionado 12 minutos depois

2 horas atrás, Sérgio Lembo disse:

Não seria mais conveniente se o indutor estivesse entre o capacitor e o primário? Nesse caso o capacitor seguraria tanto o primário como o indutor ao mesmo tempo.

Agora que observei que deste jeito o mosfet da esquerda iria chavear diretamente em cima do capacitor, que para o pulso PWM, vai funcionar como se fosse um curto-circuito.

Desse jeito que você mencionou não funciona.

MOR_AL · 14 de abril de 2018

9 horas atrás, albert_emule disse:

Pro circuito realmente é desnecessário

Mas para a rede elétrica é altamente recomendado, pois o chaveamento do IGBT vaza para a rede e causa ruídos terríveis.

Mas o capacitor de 10uF filtra tudo.

Esse capacitor teria que "ser capacitor" nas frequências de chaveamento e nos seus harmônicos. Acho difícil um capacitor de 10uF, bipolar filtrar essas frequências. Um filtro convencional talvez fosse melhor neste ponto.

9 horas atrás, albert_emule disse:

Neste segundo circuito será preciso apenas um driver isolado que é um TLP350.

Estes TLP350 deve operar com uma fonte isolada.

Mas a entrada dele é igual a um foto-acoplador. A isolação é bem alta.

Só aquele IGBT que irá trabalhar em cima de uma ponte de diodos que precisará de driver isolado.

Os outros dois IGBTs podem ser referenciados ao neutro com o GND do circuito eletrônico no neutro.

Acredito que o mosfet da esquerda deva ser um canal P, para ter sua referência no neutro.

9 horas atrás, albert_emule disse:

Essa informação é interessante.

Eu imaginava que se aumentasse muito o duty cicle o indutor iria apenas deixar de trabalhar em modo descontínuo e passaria a trabalhar em modo contínuo.

Sim. No caso do duty cicle ser de 100%, a senóide da fonte seria transferida diretamente para a saída, não precisando de filtro. O detalhe é o duty cicle entre 50% e 99% na condição sem ou pouca carga. É um teste interessante de ser feito.

Citação

Este indutor é feito daqueles núcleos que tem material não magnético incluído em sua composição para fazer dele um material que dificilmente satura.

Sim, mas por ter este material é que seu valor de indutância é menor que os de material puramente ferromagnético.

Em outras palavras, sua indutância é um pouco superior a um enrolamento com núcleo de ar, daí a dificuldade de saturar, a custa de mais cobre para alcançar o valor desejado.

9 horas atrás, albert_emule disse:

Se usar mosfets, existe a possibilidade de usar freqüências altas que facilita no tamanho do filtro. Certo?

Com mosfet dá para usar fácil uns 100Khz.

É uma boa opção, já que a corrente desejada por você é compatível com mosfets. O detalhe é que aumentando a frequência de chaveamento, os outros componentes também terão que ser de melhor desempenho; os capacitores e os diodos.

Com chaveamento em HF só vi capacitores de até 1uF e de excelente qualidade, nenhum de caneca.

Assim como nas fontes flyback com alguma potência, existe o snubber junto ao primário do trafo talvez seja necessário um snubber ou um RC em paralelo com os diodos de cima. Tem que ver os picos de corrente nos mosfets, para ter certeza da necessidade e dar "vida longa" aos mosfets.

O aumento da frequência de chaveamento é importante para melhorar a forma da senóide, porém implica em maiores perdas. Você deve considerar qual seria o ponto ótimo.

Esse seu projeto está ficando interessante. Gostaria de ver o seu funcionamento.

MOR_AL

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

31 minutos atrás, albert_emule disse:

2 horas atrás, Sérgio Lembo disse:

Não seria mais conveniente se o indutor estivesse entre o capacitor e o primário? Nesse caso o capacitor seguraria tanto o primário como o indutor ao mesmo tempo.

Agora que observei que deste jeito o mosfet da esquerda iria chavear diretamente em cima do capacitor, que para o pulso PWM, vai funcionar como se fosse um curto-circuito.

Desse jeito que você mencionou não funciona.

Talvez um RC com R de baixo valor, só para limitar a corrente.

albert_emule · 14 de abril de 2018

11 minutos atrás, Sérgio Lembo disse:

Talvez um RC com R de baixo valor, só para limitar a corrente.

Será que R não viraria brasa?

Lembrando que não serão apenas 1 pulso. Nem alguns.

O resistor ficará sendo chaveado todo o tempo.

Acredito que o segundo circuito resolve tudo.

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

Me lembrei agora de uma solução utilizada para descarga rápida de bobina de freio CC grandes (do tamanho de um bolo). Para diminuir o forte desgaste dos contatos colocava-se uma resistência em paralelo. No seu caso, para 100W de potência, cerca de 1Arms na entrada (127Vac), um resistor de 100 Ohms em paralelo com o indutor produziria um surto de tensão de 100V por ampere no desligamento e a descarga rápida do indutor (quanto maior a resistência, mais rápida é a descarga e maior o surto de tensão). É uma forma de se controlar o rebote do indutor.

albert_emule · 14 de abril de 2018

7 minutos atrás, Sérgio Lembo disse:

Me lembrei agora de uma solução utilizada para descarga rápida de bobina de freio CC grandes (do tamanho de um bolo). Para diminuir o forte desgaste dos contatos colocava-se uma resistência em paralelo. No seu caso, para 100W de potência, cerca de 1Arms na entrada (127Vac), um resistor de 100 Ohms em paralelo com o indutor produziria um surto de tensão de 100V por ampere no desligamento e a descarga rápida do indutor (quanto maior a resistência, mais rápida é a descarga e maior o surto de tensão). É uma forma de se controlar o rebote do indutor.

O segundo circuito tem aqueles dois mosfets em série com diodos.

Um deles é acionado quando a senoide parte do zero para o lado positivo e aciona o diodo roda livre correspondente à polaridade do chaveamento.

O outro é acionado quando a senoide parte do Zero para o lado negativo e aciona o diodo roda livre que é mais adequado à polaridade do chaveamento do momento.

Como estes mosfets irão chavear em praticamente Zero V, também não terá picos de tensão.

Tudo funciona como se fosse um conversor Buck.

Aqueles mosfets com diodos em série definem se o conversor buck vai operar com tensão negativa ou se o conversor buck vai operar com tensão positiva.

adicionado 4 minutos depois

47 minutos atrás, MOR disse:

Acredito que o mosfet da esquerda deva ser um canal P, para ter sua referência no neutro.

Percebi agora que este mosfet também precisará de um driver TLP350. O driver isolado.

Ainda bem que tenho dois deles.

Eu prefiro IGBTs. Já que estas tensões altas já são mais favoráveis aos IGBTs mesmos.

Mosfets são mais difíceis de lidar. Dão ruídos muito fácil na comutação.

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

Houve uma distração num dos transistors de blade, vai ter que inverter um deles ou colocar canal P.

Assim que resolver os desafios em curso, considere esse upgrade. O estágio de entrada vai aquecer 20% do atual.

albert_emule · 14 de abril de 2018

35 minutos atrás, Sérgio Lembo disse:

Houve uma distração num dos transistors de blade, vai ter que inverter um deles ou colocar canal P.

Seria o mosfet Q4 do seu esquema né?

Já estou ciente. Usarei um driver TLP350 alimentado por fonte isolada.

A fonte isolada é até bem simples de se fazer:

Um SG3525 acionando dois transistores BC337 em push-pull e acionando o primário de um pequeno trafo de ferrite, daqueles de 2 centímetros.

Enrolamento 1 por 1. Não precisa estabilizar. Só precisa estar com o duty-cycle no máximo. Não precisa estabilizar a saída pois o gates dos mosfets já não consome quase nada mesmo e não dá quedas de tensão.

Por outro lado se a entrada do circuito já for estabilizada com LM7815 por exemplo, a saída também não vai variar.

Na saída põe duas bobinas, retifica, filtra e alimenta os dois mosfets que precisam de fontes isoladas.

35 minutos atrás, Sérgio Lembo disse:

Assim que resolver os desafios em curso, considere esse upgrade. O estágio de entrada vai aquecer 20% do atual.

Ficou perfeito.

Já economiza de ter que comprar 6 diodos rápidos (4 para usar no mosfet). Um mosfet a mais na entrada já poupam 4 diodos.

E se for IGBTs? Sugere que ponha um diodo anti-paralelo com cada IGBT?

Eu soube que no mosfet o diodo interno é efeito da própria pastilha do mosfet e que suporta a mesma corrente do mosfet.

Mas parece que nos IGBTs aquele diodo é um componente físico colocado alí dentro.

Pode acontecer daquele diodo no IGBT não ser muito resistente.

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

Na folha de dados do Igbt e mosfet tem as características desse diodo, só consultar. A maioria desses diodos em paralelo não são muito rápidos, mas não creio que o recovery time venha a nos prejudicar nessa configuração. Essa característica tb é dada na folha de dados.

No circuito sugerido, vamos ter 1 Igbt ou mosfet na condução/corte direto e outro inversamente polarizado, mas com o diodo fazendo a condução e por consequência limitando a tensão reversa sobre o emissor/coletor ou dreno/fonte.

Caso venha a usar mosfet, durante o chaveamento, o mosfet na tensão reversa terá o diodo conduzindo em paralelo com o Rds do mosfet, essa melhora de condutividade deverá diminuir o aquecimento do componente em +- 50% durante o ciclo reverso.

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

O Igbt ainda não saiu de moda por conta das correntes versus Rds. Dependendo de quantos amperes pretende passar no primário desse variac mosfets de 600V com Rds < 200mR doem no bolso, embora já existam de 40mR com excelente velocidade (Infineon), uma Ferrari com o preço correspondente. Com 7,5A, 200mR já corresponde a um Igbt de 1,5V de saturação mas com ganhos de velocidade (o que aumenta ruídos de harmônicas). Acima desses 7,5A o Igbt já passa a aquecer menos que esse mosfet de 200mR.

Dependendo da eficiência dos blades, se ficar uma comutação limpa na entrada e pretender usar isso em 127Vac dá para pensar em mosfets de 250V, cai bastante o Rds sem pesar no bolso.

Lembrete: vai ter que fazer um detector de semiciclo para sincronizar os blades. Provavelmente haverá uma zona morta próximo a passagem do zero. Na zona morta desabilite os disparos da entrada.

albert_emule · 14 de abril de 2018

16 minutos atrás, Sérgio Lembo disse:

O Igbt ainda não saiu de moda por conta das correntes versus Rds. Dependendo de quantos amperes pretende passar no primário desse variac mosfets de 600V com Rds < 200mR doem no bolso, embora já existam de 40mR com excelente velocidade (Infineon), uma Ferrari com o preço correspondente. Com 7,5A, 200mR já corresponde a um Igbt de 1,5V de saturação mas com ganhos de velocidade (o que aumenta ruídos de harmônicas). Acima desses 7,5A o Igbt já passa a aquecer menos que esse mosfet de 200mR.

Dependendo da eficiência dos blades, se ficar uma comutação limpa na entrada e pretender usar isso em 127Vac dá para pensar em mosfets de 250V, cai bastante o Rds sem pesar no bolso.

Lembrete: vai ter que fazer um detector de semiciclo para sincronizar os blades. Provavelmente haverá uma zona morta próximo a passagem do zero. Na zona morta desabilite os disparos da entrada.

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

Lindo o circuito, mais lindo ainda a forma de onda da entrada. Adicione nessa entrada um, ruido de 40kHz com 3Vpp e veja a mer## que dá.

adicionado 2 minutos depois

3Vpp é uma gentileza, se ler a tensão da concessionária vai encontrar pulsos maiores que isso.

albert_emule · 14 de abril de 2018

10 minutos atrás, Sérgio Lembo disse:

Lindo o circuito, mais lindo ainda a forma de onda da entrada. Adicione nessa entrada um, ruido de 40kHz com 3Vpp e veja a mer## que dá.

adicionado 2 minutos depois

3Vpp é uma gentileza, se ler a tensão da concessionária vai encontrar pulsos maiores que isso.

Nada que um filtro não resolva.

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

@albert_emule, errei no desenho, apenas deslocou a transição. desconsidere o que viu .

albert_emule · 14 de abril de 2018

19 minutos atrás, Sérgio Lembo disse:

@albert_emule, errei no desenho, apenas deslocou a transição. desconsidere o que viu .

A zona morta pode ser facilmente criada referenciando uma das entradas dos comparadores em uma tensão.

Qual amplitude da tensão você sugere para a zona morta?

adicionado 2 minutos depois

Exemplo de zona morta de 5V:

adicionado 5 minutos depois

adicionado 10 minutos depois

Tem uma coisa que não está batendo aí. Mas é fácil de reparar

Sérgio Lembo · 14 de abril de 2018

Na verdade estou pensando em uma zona que comece um pouco antes do zero e termine um pouco depois, uns 3º, o que corresponde a 9V em 127Vac. Teremos 174º de condução a cada 180º, 97% se considerado o tempo e mais de 99% se considerada a área.

adicionado 36 minutos depois

@albert_emule , seria algo mais ou menos assim:

albert_emule · 15 de abril de 2018

1 hora atrás, Sérgio Lembo disse:

Na verdade estou pensando em uma zona que comece um pouco antes do zero e termine um pouco depois, uns 3º, o que corresponde a 9V em 127Vac. Teremos 174º de condução a cada 180º, 97% se considerado o tempo e mais de 99% se considerada a área.

adicionado 36 minutos depois

@albert_emule , seria algo mais ou menos assim: