Sérgio Lembo

A primeira vez que vi isso foi numa fábrica em Camaçari (BA). Ainda não havia o MOC zero-cros. Era usado para o aquecimento de uma extrusora. O detector de zero era feito na unha, sem uso de integrado dedicado. A grande dificuldade nesses tempos sempre foi ter um bom detector de zero, o resto do circuito é simples. A aparicão do MOC com detector de zero embutido foi uma mão na roda. O detector construido na época realizava um pulso de 10º elétricos. O resto do circuito era até infantil de tão fácil: gerador dente de serra (ajustável de 200ms a 2s), integrador comparando setup de temperatura e termômetro. geração de PWM usando o dente de serra e o integrador e finalmente função AND entre o PWM e o pulso de 10º.

Mosfet é diferente de bipolar. No bipolar basta retirar a excitação de base que este para de conduzir. Uma condução residual provocada pelas capacitâncias pode até distorcer mas não a queima relatada. No mosfet o buraco é mais embaixo. Quando o som sai do semiciclo positivo para o negativo (e vice versa) o braço que terminou a tarefa tem que parar de conduzir. No caso do mosfet isso significa descarregar o gate, não basta parar de excitar, tem que fazer a descarga, é um produto enjoado o mosfet. O estágio que antecede imediatamente o mosfet de saída deve estar falhando na tarefa de descarga. Uma coisa que não percebi na descrição: o transistor danificado abre ou fica em curto? Transistor aberto indica excesso de corrente, em curto indica excesso de tensão.

Quanto ao calor dissipádo no triac: qual a potência do seu ferro de solda? fizeste perguntas como se fosse utilizar um secador de cabelos ou um ferro de passar roupas. Seu ferro de solda certamente consome menos de 1A, então qualquer lata no triac será suficiente para manter o calor em nível adequado. Lembre-se que a face de dissipação é viva.

O que se espera é que fusíveis e disjuntores acionem da forma prevista sem maiores consequências. Sendo na passagem pelo zero o di/dt tende a ser mais baixo, o que é bom para os fusíveis e disjuntores. Só não podemos ficar dependentes disso.

@alexandre.mbm Não espere que as normas tenham total abrangência ou que funcionem como um livro de receitas onde basta seguir para dar certo. Um fusível NH de qualidade consegue abrir sem explodir com até 100kA, um disjuntor baixo custo abre com até 5kA e o maior disjuntor industrial que vi necessitava de um motor para armar a mola e tinha um Icc de 45kA, do tamanho de uma mini geladeira. Se faz de tudo para evitar acidentes e de forma simultânea são aplicadas defesas caso o acidente ocorra. Em um edifício comercial ou fábrica pequena a própria limitação do transformador de rua reduz o valor do curto circuito. Fusíveis e disjuntores comuns dão conta de realizar a proteção. Em instalações que utilizam muita energia é comum haver linha exclusiva entre a hidrelétrica e a fábrica. Isso faz com que na fábrica se tenha as mesmas instalações que as distribuidoras tem nas entradas das cidades. Alumínio e um caso onde se tem mais energia do que minério no produto.

@alexandre.mbm A que tipo de surto se refere? Indutor bloqueia variações rápidas de corrente. No caso dessas bobinas de painel o valor delas é muito baixo mas dá conta de limitar a velocidade com que a corrente aumenta. Isso dá tempo para que os disjuntores consigam abrir sem que seus contatos colem pelo efeito de solda de ponto. Também dá tempo para que os fusíveis abram sem explodirem. Estamos falando de painéis onde a barra de cobre tem 1cm de espessura, alguns destinados a distribuição de energia em grandes indústrias ou CCM (Centro de Controle de Motores).

Essa informação não existe de forma direta no componente. Para um capacitor ideal o céu é o limite. Na ausência deles temos que consultar o datasheet do fabricante e verificar a indutância série apresentada (ESL) e corrente máxima suportada. De uma forma geral dizemos que os capacitores de alto valor também apresentam elevado ESL. Algumas séries especiais (e caras também) conseguem ter alto valor com baixo ESL.

Acabo de olhar o esquemático da fonte (o primeiro PDF). A bola de cristal aponta para o TL431A, na sequência para uma fuga no C113 (está na realimentação do primeiro operacional). Refinadas as realimentações dos operacionais, sempre com capacitores para matar ruídos. No caso do TL431A muito mais importante que o valor exato (2.495V) é a estabilidade. Um teste simples é, ao ligar, medir a tensão nele. Dar uma boa esquentada nele com o ferro de solda e verificar se não varia. Já que utilizaram alimentação simétrica não entendi porque não utilizaram operacional JFET (os TL62 da vida). São 30X mais rápidos, aliviariam o trabalho dos capacitores de saída.

Pegue uma lata de leite vazia, coloque uma bombinha de festim dentro, tampe e corra. Após a explosão veja o estado da lata. Não difere muito.

Me fez lembrar dos painéis de entrada pesados com bobinas de entrada feitas com a própria barra de cobre, núcleo de ar, umas 3 ou 4 espiras, para limitar o Icc (corrente de curto circuito). Um painel estufado fica muito feio.

Como assim a célula de carga perde a precisão? Inicialmente vamos compreender a funcionamento desse componente. Trata-se de um conjunto de resistores aderidos fortemente a uma superfície. Esse conjunto varia a resistência quando esticado. Então, quando a superfície se curva, isso promove o esticamentodo resistor e sua variação de valor. Ao retornar o valor retorna. Isso significa quer a célula de carga é um conjunto mecânico que se comporta como uma mola, não necessáriamente do formato helicoidal. Se a sua célula de carga está perdendo a precisão isso indica que impactos mecânicos estão deformando a célula de forma definitiva. Conclusão: Das duas uma: ou a célula está sub-dimensionada ou falhas do projeto mecânico estão provocando impactos sobre a célula de carga. O uso de molas ou borrachas macias (pode ser EVA) entre a célula e a carga ou na base da célula é uma medida defensiva na medida em que o impacto é absorvido por essas superfícies.

Interessante a discussão. Esqueçam o teste de cor. Todos os combustíveis citados são branco transparente. A tal da cor se faz por adição de corante.

Posso estar enganado mas nos manômetros mecânicos o que se tem e um tubo de bourbon que movimenta uma haste que vai ao ponteiro. Para a saída elétrica basta substituir o ponteiro pelo eixo do potenciômetro. Provavelmente possui um regulador de tensão de 5V para ter saída máxima regulada em 4.5V. Nesse caso alimentá-lo com 5V menos o dropout do regulador vai quebrar o esquema de precisão.

Uma bateria carregada tem entre 12V e 12,5V. Com o alternador funcionando vai para uns 14,4V. A proporção entre motor ligado e desligado é a mesma da variação apresentada nas duas leituras (1,27V e 1,04V). São poucos os sensores que possuem geração própria de tensão sem excitação externa (termopar, medidor de acidez). De onde vem essa tensão, como está sendo alimentado isso? Um desenho rabiscado ajudaria e muito.

O circuito PWM com uso de microcontrolador é mais elegante mas o analógico ainda não saiu de moda. Na parte superior temos o NE555 que irá gerar uma rampa para nós. O primeiro operacional multiplica a tensão do LM35 em exatos 10X. O segundo operacional compara a rampa com a temperatura para acionar o motor. Considerações: Não queremos que o motor ligue a 10ºC, é frio demais. O zener Z1 determina a temperatura a partir da qual o motor iniciará a rotação na proporção de 1V/10ºC. No exemplo utilizei zener de 4V1, então o motor entra a partir de 41ºC. Frequência muito alta não é boa para motores DC, muito baixa também não serve. Para abaixar a frequência aumente R1. Q1 vai aquecer um bocado, 200mA não é pouco. Use um TIP aqui ou considere utilizar um mosfet de ao menos 1A no lugar. Com uso de mosfet o transistor que antecede Q1 some e a resistência entre o gate e o operacional fica com 50R. Temos agora que determinar a temperatura a partir da qual o motor estará com 100%. Já sabemos que usando Z1 de 4,1V iniciará com 41ºC. Caso o alvo para 100% de rotação seja 70ºC, a faixa será de 70ºC - 41ºC = 29ºC. Vamos então ajustar os 29ºC. O capacitor de 100nF colocados no oscilador vai de zero a 2/3 da fonte de alimentação, 8V para uma fonte de 12V. 70ºC após a amplificação geram 7V na saída do operacional. Menos os 4,1V do zener sobram 2,9V para entrar no segundo opercional. Temos então que reduzir a saída máxima da rampa dos 8V para 2,9V. Isso é feito com divisor resistivo que são os resistores de 100k e 39k ligados na entrada inversora. Para alterar varie o resistor de 39k, o de 100k deve ser alto para não deformar muito a onda dente de serra que vem do oscilador. Usando 100k x 39k o ajuste está com 22,44ºC acima dos 41º = 63,44ºC. Eu não sei o que pretende resfriar mas tenha uma coisa em mente: o LM35 é bom para leitura da temperatura ambiente,adianta muito pouco grudar ele em outro objeto pois a temperatura lida é muito mais influenciada pera temperatura dos terminais do que pela temperatura do invóluco. O metal dos terminais transmite melhor calor do que o plástico do invóluco (leia o datasheet). Para medir temperatura de corpos é melhor usar termopar ou NTC.

Está não, me deixei levar pelo controlC controlV. Dizer que uma variável é unsigned int varA ou float varB só se faz na declaração. Declarados os tipos é ir usando o varA e o varB sem se preocupar. A razão pela qual não acusou esse erro no código inicial é que a expressão float foi usada uma única vez num recurso avançado do C no qual se declara a variável e já se coloca para trabalhar.Na forma mais clássica teria sido: float lambda lambda = ..................(a conta que se segue)

@.if e @aphawk Fiz meus primeiros códigos no tempo do TK80 e similares. Depois passei décadas fora disso. Retornei recentemente. Tem uma coisa que me incomoda nas bibliotecas. Por não saber procurar, quando vejo algo novo que utiliza uma biblioteca aprendo os códigos utilizados no exemplo. Sinto falta de um readme que mostre as sintaxes disponíveis na biblioteca e seus detalhes. Certamente esse tipo de informação está disponível. Onde encontrar?

Lendo melhor o código, substitua {float voltage = analogRead(lambdaPin) * (5.0 / 1023.0); // Leitura da tensão em volts float lambda = 0.68 + (voltage - 0.0) * (1.36 - 0.68) / (5.0 - 0.0); por {voltage = analogRead(lambdaPin); float lambda = voltage * (1.36 - 0.68); float lambda = 0.68 + lambda / 1023; declare voltage como unsigned int Uma dúvida: a discrepância entre as 2 tabelas se refere à variável lambda ou voltage? A simplificação de fómula que fiz melhora o resultado de lambda mas altera o voltage. Caso queira exibir a tensão lida o valor lido está intacto, ainda dá para para executar após o cálculo do lambda voltage = voltage * 5; float voltage2 = voltage /1023; e na impressão substitua Serial.println(voltage); por Serial.println(voltage2);

a parte da expressão (1.36 - 0.68) / (5.0 - 0.0) será executada antes da multiplicação pela voltage. Pode parecer bobagem, com uma boa calculadora (muitas casas) a ordem desses fatores não altera nada mas se pensar numa calculadora limitada a coisa muda de figura. Tente substituir a expressão float lambda = 0.68 + (voltage - 0.0) * (1.36 - 0.68) / (5.0 - 0.0); por float lambda = (voltage - 0.0) * (1.36 - 0.68); float lambda = 0.68 + lambda / (5.0 - 0.0); O truque está em ir ao número máximo antes de entrar com a divisão.

Passando o resistor de shunt (390R) para cima, vai me resolver alguns problemas. No teste da imagem acima se pode observar limitações quando o cabo é longo demais e a capacitância de cabo elevada. Ainda assim para um sensor com range de 10us a 20000us ficar limitado a partir de 50us não será relevante no caso da aplicação não prever trabalhar na faixa inicial. Estou gostando do resultado.

Do circuito proposto no inicio do tópico ao que será usado foram feitas muitas modificações. No iníco a corrente do led era feita na topologia emissor seguidor. Tem o mérito de impedir naturalmente a saturação do transistor e é excelente quando se tem uma excitação previsível. Nas simulações quando comecei a colocar a capacitância do cabo, à medida em que aumentava a excitação do led variava demais. Solução: montar um comparador e fazer o chaveamento emissor comum com o clamp de Backer usando diodo schottky de baixo Vf (dica do @aphawk). Normalmente se usa 2 transistores na comparação mas como um deles funciona como um simples diodo, sem circular corrente pelo coletor, coloquei um diodo 1n4148 no lugar, Como dito a pouco também substitui o opto convencional pelo de saída lógica. Quanto mais se estuda mais se descobre pêlo em ovo. No datasheet do opto lógico apareceu uma corrente máxima para garantir o dropout, 300uA. Aqui a solução foi dada pelo @MOR_AL, um resistor paralelo ao led com consumo =>10% da corrente de led. O circuito fico assim: Na parte esquerda temos o circuito que ficará próximo ao microcontrolador. Temos então um par a ser fornecido: esta placa e o sendor. Do opto só foi representado o led. Do Rcabo para a direita e acima temos a simulacão do consumo do circuito. A frequência é gerada pelo próprio circuito do sensor. o capacitor da fonte do circuito foi colocado baixo para responder mais rápido as variações de parâmetros externos (sliders). Na parte superior temos um scope da tensão interna do circuito, a mínima é de 3V4 para funcionamento estável. A fonte tem que ser isolada do GND e não pode ser compartilhada, tem que ser exclusiva. O sensor, da forma como é usado, fica naturalmente com o seu negativo exposto ao terra local se bem que nada impede do monitoramento vir a ser feito na parte superior, mas isso verei mais tarde. Grato a todos pelo interesse.

Duty de 50% é o que sai do oscilador. Dependendo da capacitância do cabo o duty no led do opto cai pela metade, se for superior a 30nF mata as frequências mais altas. Para melhorar a convivência com isso até montei um comparador, coisa simples, 2 transistores + 4 resistores apenas. É o suficiente para a demanda. @aphawk , condicionar a saída do opto convencional para TTL estava dando tanto trabalho que vou utilizar sua sugestão: um modelo de saída lógica. Sai mais em conta e fica sobrando performance.

Tal qual no sensor de distância por ultrasom a duração do período contém a informação. A diferença é que o de ultrasom tem que ser estimulado (trigger, monoestável) e este envia de forma contínua (astável).

Pretendo usar uC para medir o tempo entre 2 bordas ascendentes de corrente. Vou fazer esse teste do resistor paralelo ao led. Além da questão do tópico vou precisar de uma conversor isolado CC, de 5V para 6V x 20mA para acionamento do circuito. O rendimento pode ser baixo e o custo não pode ser alto. Não é necessário regulagem, se variar 10% na construção não irá atrapalhar. Estou pensando num conversor forward acionado por um NE555 de 50kHz, duty 20%. O baixo duty é para que a bobina de desmagnetização faça o serviço com folga, nas simulações que fiz ela é bem demorada. Acredito que caberá num toroide pequeno desses que se tem nos reatores eletrônicos de fluorescentes. Também pensei no meia ponte, a princípio a saida totem pole com 200mA do NE555 dispensaria a questão do dead time para evitar curto mas pelo que entendi na pesquisa essa topologia também precisa descarregar algumas correntes entre o acionamento dos braços. No forward basta utilizar a relação de espiras para dterminar a saída e ter um duty que garanta a desmagnetização. Alguma outra ideia?

@aphawk Um erro de escrita meu. Quando disse 3V Vbe na verdade seriam 3V Vce. Os 390R são meu shunt de medição e a pretensão é que o consumo da base do transistor seja irrelevante comparado ao 390R. É um circuito a 2 fios sem fonte na origem. O consumo do circuito é inferior a 100uA se for considerado a corrente quiescente dos 2 integrados + a polarização do circuito. Olhando para o datasheet temos o quiescente típico e o máximo. Trabalhando pelo máximo o consumo triplica. Indutâncias, capacitâncias, fuga entre condutores e até mau olhado podem contribuir para um aumento de corrente. Estou trabalhando com cabos trançados longos, a partir de 10m e ter um cabo desses ligado direto num uC é dar sorte para o azar. Tem que haver uma barreira robusta. No desenho abaixo, quando a chave entra a tensão sobre o sensor cai tanto que só não é drenada a energia dos 10uF pela chave graças ao diodo shottiky de entrada. Os 10uF garantem energia durante a comutação. U1 é um regulador LDO, baixíssimo quiescente (<10uA) e menos de 100mV de dropout no consumo do circuito. Tenho uma tensão estável no oscilador. Quando a chave abre temos a corrente de recuperação dos 10uF que é somada ao consumo. Quando a chave entra temos os 3 a 3,5mA. Como se vê não é uma saída de corrente regulada, é uma carga de resistência variável cuja frequência de variação contém o valor medido.