Sérgio Lembo

@aphawk e @.if Reparem bem no circuito: o emissor não está aterrado, temos um resistor que fará a relação tensão emissor virar a corrente desejada. Na base temos um resistor de 390R que absorve toda a corrente recebida elevando a tensão sobre a base do transistor. Quando a Vbe supera o valor mínimo o transistor passa a conduzir com o emissor seguindo a base e espero eu que a base consuma apenas o necessário para que o emissor siga a tensão de base. A tensão no coletor está amarrada em Vcc - Vf do led. A corrente sobre o led então será definida pela tensão do emissor dividida pelo resistor do emissor. A corrente de base será a corrente do emissor dividido por aquilo que o hfe conseguir entregar na faixa de operação. A técnica do Baker insere um valor mínimo para Vbe em torno de 1V mas aqui vou ter 3V, região ativa. A dúvida é se o fato do transistor entrar em corte não atrapalha o desempenho. Outras considerações que eu não tenha enxergado serão muito bem vindas.

@aphawk Nos 700uA o resistor de 390R faz 270mV na base, o transistor fica cortado. Essa pequena tensão retarda o corte? Estou pensando em usar o SFH617A que promete 250kHz com IF de 16mA ou o CNY17 que promete 190kHz com IF de 5mA. Vai é me eliminar no custo. Além dos materiais tem o trabalho de enrolar. @Renato.88 e @aphawk , a discussão é sobre o transistor que vai acionar o led do optoacoplador, ainda não estou preocupado com o optoacoplador.

Estou com um projeto de sensor a 2 fios e a saída é por chaveamento de corrente, valor medido proporcional ao período com duty de 50%. No semiciclo baixo a corrente máxima é de 700uA e no alto pode variar de 3,1mA a 3,5mA a depender das condições da instalação (resistência do cabo e comprimento). Meu desafio é chavear um optoacoplador, se o GND for compartilhado o sensor não funciona. O optoacoplador é a solução e para que o transistor do opto não sature a solução já foi encontrada. A questão é o led de entrada, mais precisamente o transistor que irá chaveá-lo. Transistor BJT pelo que entendo fica lerdo para desligar quando satura. Assim sendo montei um circuito com auto-polarização para contornar a questão. o Vce vai oscilar entre 5V com zero mA e 3V com 16mA. Funciona a questão da velocidade? Alguma outra sugestão?

A pilha LR44 foi desenhada para baixa descarga e longa vida, o teste de 4k7 corresponde a 300uA de consumo médio. Um exemplo típico de aplicação é o relógio dos computadores, a pilha aguenta anos. 120mAh e 108mAh corresponde ao valor típico e ao mínimo garantido. Não é um produto de precisão. Também tem que entender que a capacidade da bateria leva em consideração a taxa de descarga. Quanto mais lenta for mais carga consegue entregar. A curva da pilha AA mostra bem isso. Com 250mA suporta 2,5 horas. Se fosse linear com 1/5 de carga aguentaria 2,5h x 5 = 12,5h e o gráfico indica 18h. O teste com 200R por 5s indica desempenho em breve sobrecarga.

@Mega Blaster Obrigado pela resposta. Já faz algum tempo que não atuo no segmento pesado com materiais da Soprano e equivalentes. Os materiais da sua ilustração não são (ou não eram no meu tempo) de preço popular. Viajando na memória recordei das caixas de calibragem de relés térmicos da TRIEL, coisa de 30 anos atrás. O maior disjuntor que utilizei era motorizado com ICC de 35kA (termo-magnético com sopro magnético e mecânico), protegia a entrada de uma ponte rolante de 200 toneladas quando eu trabalhava com siderurgia. Vi nos setores de colegas disjuntores a vácuo e a óleo mas nunca trabalhei com eles.

@Mega Blaster , você está mal acostumado ou então trabalhando num ambiente de alta exigência. Disjuntores simples não possuem bobinas, apenas a lâmina bi-metálica para disparo por sobrecarga. A bobina de corrente, normalmente dimensionada para atuar num valor muito superior ao do bimetal, é um acessório que encarece e muito o disjuntor.

@rmlazzari58 Todo componente possui delay, o mosfet é até mais rápido que o BJT nas baixas tensões. Indo para optoacopladores estes são bem lentos, os comuns apresentam desempenho sofrível acima de 40kHz. Optoacopladores não são bons para comutação direta de cargas. Para dimmer de luz qualquer coisa acima de 200Hz já te dará um excelente resultado. Cinema opera com 24 Hz. Sobre os delays indicados nos datasheets dos mosfets: lembre-se que o gate é uma placa isolada do canal dreno-source e isto configura um capacitor. O delay de comutação é o tempo para que o gate vá de zero ao limiar de condução e está relacionado à capacitância entre o gate e o source. No instante que o limiar da condução é atingido o capacitor entre o gate e o dreno tenta arrastar a tensão de gate para baixo devido a tensão do dreno estar em queda. A corrente do gate é então usada para descarregar este capacitor e o tempo gasto é o rise time. Como todo capacitor o tempo gasto para se carregar ou descarregar depende da corrente aplicada e da variação de tensão sobre o capacitor, é um cálculo de RC. Os tempos indicados no datasheet só são válidos nas condições de Vgate, Rgate e Vdd indicados no ensaio. Indo para o uso prático disso: a intenção é evitar que o transistor derreta por aquecimento. Na seleção do transistor quanto mais baixo for o Rds menor será o aquecimento por condução. Pdissipada = Rds x I² x duty. Quanto mais baixo for o Rds mais elevado tende a ser a capacitância de gate e por consequência mais lento nas transições. Isso é pouco relevante nas baixas frequência mas pode matar seu projeto nas altas. Aumento de temperatura por condução = Rds x I²carga x duty máximo x 360º/W, resultado em ºC. No aquecimento por comutação temos 2 eventos de aquecimento: quando liga e quando desliga. você pode pesquisar as fórmulas (não as recordo agora) ou fazer uma conta imprecisa mas indicativa. Os cálculos a seguir resultam nos joules gerados por evento, no final terá que multiplicar pela frequência para ter o valor em Watts e multiplicar esses Watts pelo desempenho térmico do componente, em torno de 360ºC/W para SOT23 (no datasheet tem o valor correto) e ver se o calor é aceitável. Primeiro temos que calcular o Rgate a ser utilizado: terá que ser => que o valor sugerido pelo fabricante. Um valor muito baixo pode resultar em correntes elevadas que irão matar o gate por stress. Por ser um capacitor que irá receber um pulso quadrado na comutação é um curto. O componente que o ativa (pode ser um Arduíno ou qq outra coisa) possui uma corrente máxima de saída a ser respeitada e alguns deles de surto repetitivo, que é mais alta mas tem que ser breve. Se o componente indicar o surto (surge) use-o. Rgate = Vgate / corrente de surto do drive. Provavelmente o Rgate calculado será maior que o indicado no datasheet. Supondo que Rgate calculado seja de 100R e no datasheet o ensaio indique Rgate de 20R, 5x menor. Seus tempos serão 5x maiores. Multiplique essa relação nos tempos indicados de rise time e fall time. Aumento de temperatura por frequência = Vdd x corrente da carga x (rise time + fall time) x 360ºC x frequência / 2. Esta é uma conta simplificada, costuma indicar um calor maior que o real mas se passar por este teste não necessitará fazer o cálculo exato. Preste atenção na fórmula, uma frequência 10x maior resulta em 10x mais aquecimento por comutação, então quanto mais baixa for a frequência mais simples fica essa questão.

Como assim frequência máxima? Foi construído para disparar SCRs e TRIACs. na passagem pelo zero grau.

Sem soft start o motor queima em uso normal. Razão: elevado número de partidas/hora no uso normal desse tipo de máquina. Nas mais antigas a solução era a montagem do motor numa carcaça de 4x a potência. Esta solução aumenta a quantidade de partidas/hora do motor. Também aumenta o custo. Com um bom soft start consegue-se o mesmo efeito a um custo muito mais baixo.

@ricaardo Parece que não leu o comentário #66. Com o uso de um capacitor de 220pF em série ao lençol resolve-se esta questão.

uC é microcontrolador, uma CPU com periféricos tais como timer, adc e outros. Pode ser um Arduíno.

Led não gosta de calor, sua preocupação procede. Uma solução para aumentar a refrigeração no interior da caixa é colocar um calço na fixação da moldura entre a moldura e o teto. Terás um pequeno vão para auxiliar o escape do calor. O impacto estético será pequeno. Também pode pagar para ver se a atual capacidade de refrigeração dá conta de 15W.

Vamos falar da medida de capacitância. Assisti aos vídeos. Vamos falar do lençol desocupado seco, ocupado seco e molhado. Quando molhado o capacitor não só apresenta elevadíssimo valor como também uma baixa resistência que inviabiliza o oscilador. Para limitar o valor máximo e não ter o oscilador parado quando o lençol molhar a solução é colocar um capacitor em série com o lençol. O terminal 2 do lençol permanece no GND e o terminal capacitivo vai para um capacitor de 220nF. A outra ponta do capacitor de 220nF vai para os terminais 2 e 6 do 555 e para o resistor R2. R2 passa a ser de 330k. A outra ponta de R2 que está ligada no pino 7 passa para o pino 3 (OUT). R1 é eliminado. Com essa configuração o lençol desocupado passa de 50pF para 41pF, o lençol ocupado de 90pF para 63pF e o lençol molhado com a elevadíssima capacitância e baixa resistência passa a ser visto pelo circuito como um curto e então teremos os 220pF que foram inseridos em série. Combinados com o resistor de 330k ligados no OUT do 555 teremos frequências de 53kHz, 35kHz e 10kHz respectivamente. Isto te permitirá saber se o paciente caiu da cama seca ou se a urina vazou da fralda. Sobre a resistência infelizmente não apresentaste nenhuma variação a ser aproveitada. Nos seus vídeos faltou falar do comportamento do lençol com o paciente suado. Ao fazer a ligação do oscilador para o lençol não cometa o erro de usar cabo de 2 condutores. A capacitância desses cabos é muito elevada para este circuito. Utilize 2 cabos de 1 condutor.

Bela caixa. Minha visão de raio X também foi para conserto. Se pretende consertar o conteúdo da caixa terá que abri-la. Já que está sem funcionar, abra-a sem medo de ser feliz, não tem nada a perder. Provavelmente o dano se refere a um simples triac de potência, coisa barata. Poste foto do conteúdo da caixa.

Tem umas coisas bem erradas ai. Vamos começar pelo U1 e os 4 transistores ligados nele. São os responsáveis por fornecer a tensão positiva aos leds. Se utilizar lógica negativa em U1 (acionamento do led por nível zero na saída) o correto é utilizar transistor PNP com o emissor nos 12V e o coletor indo para os resistores de 220R. Nessa configuração os resistores irão recever 12V - 200mV de saturação = 11,8V Nesse caso o resistor é necessário para limitar a corrente de base. Caso resolva fazer lógica positiva (acionamento do led por nível 1 na saída) se usa o NPN e se elimina o resistor de base, o transistor vai agir como seguidor de emissor e a tensão que irá para os resistores de 220R será a tensão de saída de U1 - 0,7V. Em ambos os casos a ligação dos transistores para o positivo da fonte é direta, sem uso de resistores. Indo para o U2 e os 4 transistores ligados nele. São os responsáveis por fornecer a tensão negativa aos leds. Cometeste o erro de inverter o emissor com o coletor. Até funciona mas o desempenho é menor e vai derrubar a sua nota. Faltou um resistor entre U2 e a base de cada transistor. A conversa de ganho do transistor para cálculo da resistência de base tem que ser observada com reserva. Se utiliza o hfe para cálculos na região ativa, sua pretensão é de saturar o transistor. Vá então para o datasheet do transistor selecionado e procure pelas curvas de saturação do transistor. Vai ter que trabalhar numa relação de Ic/Ib entre 10x e 30x para ter uma boa saturação. O 74HCXXXX a exemplo de qualquer integrado possui correntes máximas de saída para cada pino e também corrente máxima para a somas dos pinos. Já vai se acostumando a olhar esses limites, faz parte do amadurecimento. Não precisa decorar, são muitos componentes, mas precisa se acostumar a verificar para não fazer caca.

No desenho abaixo foi omitido o resto da polarização do 555. Dá sim para medir a capacitância e resistência ao mesmo tempo com uso de uC.

Deve ser um PTC ou NTC e a borracha retirada deve ter uma baixa resistência térmica.

Dielétrico variável? Difícil. mesmo que elevado a distância dos eletrodos mataria o projeto. Mais simples ter um dielétrico fixo por cm molhado e a variação pelos cm molhados.

O da resistência provavelmente é nu. O da capacitância, se nu não funciona como se deseja, estude capacitores (são placas isoladas).

Depende de como for feito. O fio central, o comum, certamente é desencapado. O da esquerda se possuir um esmalte que pode ser o que usamos em motores terá como dielétrico o esmalte. O tecido molhado se comporta como condutor e parte da placa ligada ao comum. Numa "mijada" terás elevados nanofarads a disposição. Mesmo não estando urinado, o corpo sobre o lençol por ser condutor "diminui" a distância entre as placas.

@alexandre.mbm O ponto a que me refiro é a capacitância que este apresenta quando molhado.

Se pretende medir a capacitância por frequência e esta varia demais pode condicionar o valor medido entre um mínimo e um máximo. Não coloquei valores na minha sugestão por não conhecer os valores que o lençol apresenta nas diversas situações e quais são a serem utilizados como limiar para diferenciação de status. O circuito abaixo faz que a capacitância equivalente fique entre 2 valores conhecidos na proporção de 1 para 11 mas também pode ser em outra proporção, veja o que lhe é mais conveniente. Isto lhe permitirá condicionar a resposta entre uma frequência máxima aceitável e uma mínima que não torne a leitura tão lenta. C2 é a sua capacitância mínima quando a do lençol tender a zero. C1 que está em série por ser muito maior que C2 fará que a capacitância resultante seja de 90% de C2. Temos uma capacitância mínima e uma frequência máxima determinada por C2. A medida que capacitância do lençol cresce o valor dela se soma à de C2 e altera a capacitância equivalente para maior e por consequência a frequência sofre queda mas o valor equivalente final jamais será maior que o valor de C1. Assim sendo, o valor que o lençol apresenta no ponto a ser detectado determina o valor máximo de C1 para que a variação de frequência em torno do ponto de medição seja significativa. A proporção é (C1 / C2) +1.

No outro desenho bloqueei o desarme no comparador. Na modificação ao seu desenho faço o bloqueio do reset caso o LDR excitado pela luz do led. tente fazer o reset via Q1. A implementação do diodo visa eliminar o sério problema de ter que esconder o LDR da luz controlada, conviver com o problema ao invés de tentar eliminá-lo. Também se pode colocar o diodo indo do anodo de D3 ao dreno de Q2, o efeito é o mesmo e diminui o consumo, na sugestão que fiz a pouco haveria 12mA sobre R6 caso Q1 esteja saturado.

Para mim 20W já é secretária! 200mW já alcança muitos quilômetros de dia. 80W passa a ser secretariado!

Sobre a posição do LDR: não é mais simples colocar um diodo indo do OUT para o RST? A solução não altera a temporização e mesmo que o LDR + Q1 apresentem um pequeno retardo a condição de restart e o ciclo negativo são idênticas, antes mesmo do fim previsto para o ciclo negativo o par LDR + Q1 estará normalizado.